Jednoduchý výkonový zosilňovač využívajúci tranzistory s efektom poľa. Schéma a popis
Niekoľko slov o chybách inštalácie:
Aby sa zlepšila čitateľnosť obvodov, uvažujme výkonový zosilňovač s dvoma pármi koncových tranzistorov s efektom poľa a napájaním ±45 V.
Ako prvú chybu skúsme "spájkovať" zenerové diódy VD1 a VD2 s nesprávnou polaritou (správne pripojenie je znázornené na obrázku 11). Napäťová mapa bude mať podobu znázornenú na obrázku 12.
Obrázok 11 Pinout zenerových diód BZX84C15 (pinout na diódach je však rovnaký).
Obrázok 12 Napäťová mapa výkonového zosilňovača s nesprávnou inštaláciou zenerových diód VD1 a VD2.
Tieto zenerove diódy sú potrebné na generovanie napájacieho napätia pre operačný zosilňovač a boli zvolené na 15 V len preto, že toto napätie je pre tento operačný zosilňovač optimálne. Zosilňovač si zachováva svoj výkon bez straty kvality aj pri použití blízkych hodnôt - 12 V, 13 V, 18 V (ale nie viac ako 18 V). Ak je nesprávne nainštalovaný, namiesto požadovaného napájacieho napätia dostane oprečný zosilňovač iba poklesové napätie na n-p prechode zenerových diód. Prúd je regulovaný normálne, na výstupe zosilňovača je malé konštantné napätie a nie je žiadny výstupný signál.
Je tiež možné, že diódy VD3 a VD4 sú nainštalované nesprávne. V tomto prípade je pokojový prúd obmedzený iba hodnotami rezistorov R5, R6 a môže dosiahnuť kritickú hodnotu. Na výstupe zosilňovača bude signál, ale pomerne rýchle zahriatie koncových tranzistorov určite povedie k ich prehriatiu a poruche zosilňovača. Mapa napätia a prúdu pre túto chybu je znázornená na obrázkoch 13 a 14.
Obrázok 13 Mapa napätia zosilňovača s nesprávnou inštaláciou diód tepelnej stabilizácie.
Obrázok 14 Mapa prúdu zosilňovača s nesprávnou inštaláciou diód tepelnej stabilizácie.
Ďalšou populárnou chybou pri inštalácii môže byť nesprávna inštalácia tranzistorov predposledného stupňa (ovládačov). V tomto prípade má napäťová mapa zosilňovača podobu znázornenú na obrázku 15. V tomto prípade sú tranzistory koncovej kaskády úplne uzavreté a na výstupe zosilňovača nie je žiadna známka zvuku a úroveň jednosmerného napätia je čo najbližšie k nule.
Obrázok 15 Mapa napätia pre nesprávnu inštaláciu tranzistorov v štádiu budiča.
Ďalej je najnebezpečnejšou chybou to, že tranzistory fázy budiča sú zmiešané a rozbočenie je tiež zmiešané, v dôsledku čoho je to, čo sa aplikuje na svorky tranzistorov VT1 a VT2, správne a fungujú v emitorovom sledovači. režim. V tomto prípade prúd cez koncový stupeň závisí od polohy jazdca trimovacieho odporu a môže byť od 10 do 15 A, čo v každom prípade spôsobí preťaženie napájacieho zdroja a rýchle zahriatie koncových tranzistorov. Obrázok 16 zobrazuje prúdy v strednej polohe trimovacieho odporu.
Obrázok 16 Súčasná mapa pri nesprávnej inštalácii tranzistorov budiaceho stupňa je tiež zmätený pinout.
Je nepravdepodobné, že výstup koncových tranzistorov s efektom poľa IRFP240 - IRFP9240 bude možné prispájkovať opačne, ale je možné ich miestami pomerne často zamieňať. V tomto prípade sú diódy inštalované v tranzistoroch v ťažkej situácii - napätie, ktoré je na ne privedené, má polaritu zodpovedajúcu ich minimálnemu odporu, čo spôsobuje maximálny odber z napájacieho zdroja a rýchlosť ich vyhorenia závisí viac od šťastia ako od fyzikálne zákony.
Ohňostroj na doske môže nastať ešte z jedného dôvodu - 1,3 W zenerove diódy v balení rovnako ako diódy 1N4007 sú v predaji, takže pred inštaláciou zenerových diód na dosku, ak sú v čiernom obale, by ste sa mali bližšie pozrieť pri nápisoch na puzdre. Pri inštalácii diód namiesto zenerových diód je napájacie napätie operačného zosilňovača obmedzené len hodnotami rezistorov R3 a R4 a spotrebou prúdu samotného operačného zosilňovača. V každom prípade je výsledná hodnota napätia výrazne väčšia ako maximálne napájacie napätie pre daný operačný zosilňovač, čo vedie k jeho zlyhaniu, niekedy s vystrelením časti krytu samotného operačného zosilňovača a následne konštantným napätím. sa môže objaviť na jeho výstupe v blízkosti napájacieho napätia zosilňovača, čo povedie k vzniku konštantného napätia na výstupe samotného výkonového zosilňovača. Konečná kaskáda v tomto prípade spravidla zostáva funkčná.
A nakoniec, pár slov o hodnotách rezistorov R3 a R4, ktoré závisia od napájacieho napätia zosilňovača. 2,7 kOhm je najuniverzálnejší, avšak pri napájaní zosilňovača napätím ±80 V (iba do 8 Ohmovej záťaže) tieto odpory stratia cca 1,5 W, preto ho treba nahradiť odporom 5,6 kOhm alebo 6,2 kOhm. , čo zníži generovaný tepelný výkon na 0,7 W.
|
|
|
Tento zosilňovač si zaslúžene získal svojich fanúšikov a začal získavať nové verzie. V prvom rade sa zmenil reťazec generovania predpätia prvého tranzistorového stupňa. Okrem toho bola do obvodu zavedená ochrana proti preťaženiu.
V dôsledku úprav získala schéma zapojenia výkonového zosilňovača s tranzistormi s efektom poľa na výstupe nasledujúcu podobu:
ZVÝŠIŤ
Možnosti PCB sú zobrazené v grafickom formáte (treba zmenšiť)
Vzhľad výslednej úpravy výkonového zosilňovača je znázornený na fotografiách nižšie:
Ostáva už len pridať muchu v masti...
Faktom je, že tranzistory s efektom poľa IRFP240 a IRFP9240 použité v zosilňovači boli ukončené vývojárom International Rectifier (IR), ktorý venoval väčšiu pozornosť kvalite svojich produktov. Hlavným problémom týchto tranzistorov je, že boli navrhnuté na použitie v napájacích zdrojoch, ale ukázalo sa, že sú celkom vhodné pre zariadenia na zosilnenie zvuku. Zvýšená pozornosť spoločnosti International Rectifier na kvalitu vyrábaných komponentov umožnila bez výberu tranzistorov pripojiť niekoľko tranzistorov paralelne bez obáv z rozdielov v charakteristikách tranzistorov - rozptyl nepresiahol 2%, čo je celkom prijateľné.
Tranzistory IRFP240 a IRFP9240 dnes vyrába spoločnosť Vishay Siliconix, ktorá nie je tak citlivá na svoje produkty a parametre tranzistorov sa stali vhodnými len pre napájacie zdroje - rozptyl v „faktore zisku“ tranzistorov jednej šarže presahuje 15% . To vylučuje paralelné pripojenie bez predbežného výberu a počet testovaných tranzistorov pre výber 4 rovnako presahuje niekoľko desiatok kópií.
V tomto ohľade by ste si pred montážou tohto zosilňovača mali v prvom rade zistiť, akú značku tranzistorov môžete získať. Ak sa Vishay Siliconix predáva vo vašich obchodoch, dôrazne sa odporúča, aby ste odmietli zostaviť tento zosilňovač - riskujete, že utratíte dosť peňazí a nič nedosiahnete.
Avšak práca na vývoji „VERZIE 2“ tohto výkonového zosilňovača a nedostatok slušných a lacných tranzistorov s efektom poľa pre výstupný stupeň nás prinútili trochu premýšľať o budúcnosti tohto obvodu. V dôsledku toho bola simulovaná „VERZIA 3“ s použitím namiesto tranzistorov s efektom poľa IRFP240 - IRFP9240 od Vishay Siliconix bipolárny pár od TOSHIBA - 2SA1943 - 2SC5200, ktoré sú dnes stále pomerne slušnej kvality.
Schematický diagram novej verzie zosilňovača obsahuje vylepšenia od „VERSION 2“ a prešiel zmenami vo výstupnom stupni, čo umožňuje upustiť od používania tranzistorov s efektom poľa. Schéma zapojenia je uvedená nižšie:
Schematický diagram využívajúci tranzistory s efektom poľa ako opakovače Zväčšiť
V tejto verzii sú zachované tranzistory s efektom poľa, ale používajú sa ako napäťové sledovače, čo výrazne odbremeňuje stupeň budiča. Do ochranného systému bolo zavedené malé kladné spojenie, aby sa zabránilo budeniu výkonového zosilňovača na hranici prevádzky ochrany.
Plošný spoj je v procese vývoja, približne výsledky reálnych meraní a funkčný plošný spoj sa objavia koncom novembra, zatiaľ však môžeme ponúknuť graf merania THD získaný spoločnosťou MICROCAP. Viac o tomto programe si môžete prečítať.
Nízkofrekvenčné zosilňovače sú medzi nadšencami rádiovej elektroniky veľmi obľúbené. Na rozdiel od predchádzajúcej schémy toto výkonový zosilňovač založený na tranzistoroch s efektom poľa pozostáva prevažne z tranzistorov a využíva koncový stupeň, ktorý pri bipolárnom napájacom napätí 30 voltov dokáže poskytnúť až 70 W výstupný výkon na reproduktoroch s odporom 4 Ohmy.
Schematický diagram zosilňovača s použitím tranzistorov s efektom poľa
Zosilňovač je založený na operačnom zosilňovači TL071 (IO1) alebo akomkoľvek podobnom, ktorý vytvára hlavné zosilnenie rozdielového signálu. Zosilnený nízkofrekvenčný signál z výstupu operačného zosilňovača, z ktorého väčšina prúdi cez R3 do stredného bodu. Zvyšok signálu stačí na priame zosilnenie pomocou MOSFETov IRF9530 (T4) a IRF530 (T6).
Tranzistory T2, T3 a ich okolité komponenty slúžia na stabilizáciu pracovného bodu premenného odporu, pretože musí byť správne nastavený v symetrii každej polvlny naprieč záťažou zosilňovača.
Všetky diely sú zostavené na jednostrannej doske plošných spojov. Upozorňujeme, že na doske musia byť nainštalované tri prepojky.
Nastavenia zosilňovača
Nastavenie zosilňovača sa najlepšie vykoná privedením sínusového signálu na jeho vstup a pripojením záťažového odporu s hodnotou 4 ohmy. Potom je nainštalovaný odpor R12 tak, aby signál na výstupe zosilňovača bol symetrický, t.j. tvar a veľkosť kladných a záporných polvln boli pri maximálnej hlasitosti rovnaké.
Nižšie sú schematické diagramy a články na tému „ULF o tranzistoroch s efektom poľa“ na webovej stránke rádiovej elektroniky a rádia.
Čo je to „ULF na tranzistoroch s efektom poľa“ a kde sa používa, schematické diagramy domácich zariadení, ktoré súvisia s pojmom „ULF na tranzistoroch s efektom poľa“.
Je prezentovaná schéma elektronického zapojenia jednoduchého vysokokvalitného 20-wattového zosilňovača AF, vyrobeného výlučne z tranzistorov, s tranzistormi KP904 s efektom poľa na výstupe. Obvod jednoduchého a výkonného nízkofrekvenčného zosilňovača s koncovým stupňom na báze tranzistorov s efektom poľa KP912. Maximálny výstupný výkon - 65 Wattov. Uvádza sa schematický diagram širokopásmového AF výkonového zosilňovača (UMPA), vyrobeného podľa symetrického obvodu s použitím tranzistorov s efektom poľa KP904. V amatérskej rádiovej praxi sa rozšíril výkonový zosilňovač AF (AMP), vyrobený podľa symetrického obvodu. Komplementárne bipolárne tranzistory jeho vstupného stupňa sú zapojené podľa obvodu push-pull diferenciálneho zosilňovača a ďalší - podľa obvodu... Schéma výkonového zosilňovača s MOS tranzistormi v koncovom stupni, výkon cca 12W. Schéma je znázornená na nasledujúcom obrázku. Jeho hlavné technické vlastnosti... Zosilňovač audio výkonu triedy AB popísaný v tomto článku používa vo výstupnom stupni dvojicu doplnkových MOSFETov. Táto vlastnosť umožňuje zlepšiť výkonové charakteristiky v porovnaní s ekvivalentným výstupným stupňom založeným na bipolárnom... Konštrukcia audiofrekvenčných výkonových zosilňovačov (AMP) s použitím tranzistorov s efektom poľa priťahuje vývojárov príležitosťou dosiahnuť „elektrónkovú“ mäkkosť zvuku ( charakteristika prúdového napätia tranzistorov s efektom poľa je veľmi podobná charakteristikám vákuových elektrónok) ... Karel Barton postavil svoj High-End UMZCH na tranzistoroch s efektom poľa so šesťuholníkovou štruktúrou (HEXFET od International Rectifier). Vstupné stupne sú vyrobené na diskrétnych bipolárnych tranzistoroch s použitím symetrických diferenciálnych kaskádových obvodov... "Pole" UMZCH Endre Pireta je nápadne jednoduché, ale zároveň spĺňa štandardy kvalitnej reprodukcie zvuku. Vstupný stupeň bol navrhnutý originálne (bez bežných diferenciálnych zosilňovačov) - ide o push-pull doplnkový stupeň... Výkonný UMZCH so všetkými stupňami pracujúcimi v režime triedy A, poskytujúci výkon 32 W pri 8-ohmovej záťaži s úžasne vysoká reálna účinnosť 45 % Richard Barfoot poukazuje na to, že v konvenčnom odporovom zosilňovacom stupni s OE a väzbovým kondenzátorom teoreticky... obvod UMZCH navrhnutý Mattom Tuckerom. Prvý diferenciálny stupeň je vyrobený na bipolárnych tranzistoroch Q1Q5 podľa štandardného obvodu s prúdovým zrkadlom Q7Q8 v záťaži a stupeň zosilnenia napätia je vyrobený na Q9Q13 s OE a záťažou na generátore prúdu Q6Q2. .. Schéma elektrického obvodu zosilňovača je znázornená na obrázku (nahradené prvky sú uvedené v zátvorkách). Tento dizajn je modernizáciou vývoja. Schematický diagram UMZCH na MOSFET tranzistoroch (200W). Všetky hlavné časti zosilňovača - transformátor, radiátory... Niekoľko schém zapojenia kvalitných UMZCH na tranzistoroch s efektom poľa, atraktívnych svojou jednoduchosťou a technickými vlastnosťami. Použitie tranzistorov s efektom poľa vo výkonovom zosilňovači môže výrazne zlepšiť kvalitu zvuku a zároveň zjednodušiť celkový obvod...Kedysi dávno, pred dvoma rokmi som si kúpil starý sovietsky reproduktor 35GD-1. Napriek počiatočnému zlému stavu som ho zreštauroval, namaľoval na krásnu modrú farbu a dokonca som naň vyrobil krabicu z preglejky. Veľký box s dvoma bassreflexmi výrazne zlepšil jeho akustické vlastnosti. Jediné, čo zostáva, je dobrý zosilňovač, ktorý bude tento reproduktor poháňať. Rozhodol som sa urobiť niečo iné, ako väčšina ľudí – kúpiť si hotový zosilňovač triedy D z Číny a nainštalovať ho. Rozhodol som sa vyrobiť zosilňovač sám, ale nie nejaký všeobecne akceptovaný na čipe TDA7294 a už vôbec nie na čipe, a dokonca ani legendárny Lanzar, ale veľmi vzácny zosilňovač na tranzistoroch s efektom poľa. A na internete je veľmi málo informácií o zosilňovačoch poľa, tak som sa začal zaujímať o to, čo to je a ako to znie.
zhromaždenie
Tento zosilňovač má 4 páry výstupných tranzistorov. 1 pár – výstupný výkon 100 wattov, 2 páry – 200 wattov, 3 – 300 wattov a 4 páry 400 wattov. Zatiaľ nepotrebujem všetkých 400 wattov, ale rozhodol som sa nainštalovať všetky 4 páry, aby som rozložil vykurovanie a znížil výkon rozptýlený každým tranzistorom.
Schéma vyzerá takto:
Diagram zobrazuje presne hodnoty komponentov, ktoré som nainštaloval, diagram bol testovaný a funguje správne. Prikladám plošný spoj. Doska formátu Lay6.
Pozor! Všetky napájacie cesty musia byť pocínované silnou vrstvou spájky, pretože cez ne preteká veľmi veľký prúd. Spájkujeme opatrne, bez soplíkov a zmyjeme tavidlo. Výkonové tranzistory musia byť inštalované na chladiči. Výhodou tohto dizajnu je, že tranzistory nemusia byť izolované od žiariča, ale môžu byť tvarované dohromady. Súhlaste, veľa sa tým ušetrí na sľudových teplovodivých medzikusoch, pretože na 8 tranzistorov by ich bolo treba 8 (prekvapivo, ale pravda)! Chladič je spoločným vývodom všetkých 8 tranzistorov a audio výstupu zosilňovača, preto ho pri montáži do puzdra nezabudnite nejako izolovať od puzdra. Napriek tomu, že nie je potrebné inštalovať sľudové tesnenia medzi tranzistorové príruby a radiátor, toto miesto musí byť potiahnuté teplovodivou pastou.
Pozor! Pred inštaláciou tranzistorov na radiátor je lepšie skontrolovať všetko. Ak priskrutkujete tranzistory k chladiču a na doske sú nejaké sople alebo nespájkované kontakty, bude nepríjemné tranzistory znova odskrutkovať a zamazať teplovodivou pastou. Takže skontrolujte všetko naraz.
Bipolárne tranzistory: T1 – BD139, T2 – BD140. Tiež je potrebné priskrutkovať k radiátoru. Nie sú veľmi horúce, ale stále sú horúce. Tiež nesmú byť izolované od chladičov.
Poďme teda priamo k montáži. Časti sú umiestnené na doske takto:
Teraz pripájam fotografie jednotlivých fáz montáže zosilňovača. Najprv vyrežte kúsok PCB tak, aby zodpovedal veľkosti dosky.
Potom dáme obrázok dosky na DPS a vyvŕtame otvory pre rádiové komponenty. Prebrúsiť a odmastiť. Berieme permanentnú fixku, zásobujeme sa poriadnou dávkou trpezlivosti a kreslíme cesty (neviem, ako robiť LUT, takže bojujem).
Vyzbrojujeme sa spájkovačkou, berieme tavidlo, spájku a cín.
Zvyšný tok zmyjeme, vezmeme multimeter a skontrolujeme skraty medzi koľajami, kde by nemal byť. Ak je všetko normálne, pristúpime k inštalácii dielov.
Možné náhrady.
V prvom rade prikladám zoznam dielov:
C1 = 1u
C2, C3 = 820 p
C4, C5 = 470u
C6, C7 = 1u
C8, C9 = 1000u
C10, C11 = 220n
D1, D2 = 15V
D3, D4 = 1N4148
OP1 = KR54UD1A
R1, R32 = 47k
R2 = 1k
R3 = 2k
R4 = 2k
R5 = 5k
R6, R7 = 33
R8, R9 = 820
R10-R17 = 39
R18, R19 = 220
R20, R21 = 22k
R22, R23 = 2,7k
R24-R31 = 0,22
T1 = BD139
T2 = BD140
T3 = IRFP9240
T4 = IRFP240
T5 = IRFP9240
T6 = IRFP240
T7 = IRFP9240
T8 = IRFP240
T9 = IRFP9240
T10 = IRFP240
Prvá vec, ktorú môžete urobiť, je vymeniť operačný zosilňovač za akýkoľvek iný, aj importovaný, s podobným usporiadaním kolíkov. Kondenzátor C3 je potrebný na potlačenie samobudenia zosilňovača. Môžete dať viac, čo som urobil neskôr. Akékoľvek 15 V zenerove diódy s výkonom 1 W alebo viac. Odpory R22, R23 je možné inštalovať na základe výpočtu R=(Upit.-15)/Ist., kde Upit. – napájacie napätie, Ist. – stabilizačný prúd zenerovej diódy. Za zosilnenie sú zodpovedné rezistory R2, R32. S týmito menovitými hodnotami je to niekde okolo 30 - 33. Kondenzátory C8, C9 - kapacity filtrov - je možné nastaviť od 560 do 2200 µF s napätím nie nižším ako Upit * 1,2, aby ich neprevádzkovali na maximum. Tranzistory T1, T2 - akýkoľvek komplementárny pár stredného výkonu, s prúdom 1 A, napríklad naše KT814-815, KT816-817 alebo importované BD136-135, BD138-137, 2SC4793-2SA1837. Zdrojové odpory R24-R31 je možné nastaviť na 2 W, aj keď je to nežiaduce, s odporom od 0,1 do 0,33 ohmov. Neodporúča sa meniť napájacie spínače, hoci IRF640-IRF9640 alebo IRF630-IRF9630 sú tiež možné; je možné použiť tranzistory s podobnými prechodovými prúdmi, kapacitami hradla a samozrejme rovnakým usporiadaním kolíkov, aj keď pri spájkovaní na drôtoch to nevadí. Zdá sa, že tu už nie je čo meniť.
Prvé spustenie a nastavenie.
Prvé spustenie zosilňovača sa vykonáva cez bezpečnostnú lampu do prerušenia siete 220 V. Vstup je nutné skratovať so zemou a nepripájať záťaž. V okamihu zapnutia by lampa mala blikať a zhasnúť a úplne zhasnúť: špirála by nemala vôbec svietiť. Zapnite ho, podržte ho 20 sekúnd a potom ho vypnite. Skontrolujeme, či sa niečo zahrieva (hoci ak lampa nesvieti, je nepravdepodobné, že sa niečo zahrieva). Ak sa naozaj nič nezohrieva, znova ho zapnite a zmerajte konštantné napätie na výstupe: malo by byť v rozmedzí 50 - 70 mV. Ja mám napríklad 61,5 mV. Ak je všetko v normálnych medziach, pripojte záťaž, priveďte signál na vstup a počúvajte hudbu. Nemalo by sa vyskytovať žiadne rušenie, cudzie bzučanie atď. Ak nič z toho nie je prítomné, pokračujte v nastavovaní.
Nastavenie celej tejto veci je mimoriadne jednoduché. Potrebné je len nastaviť kľudový prúd výstupných tranzistorov otáčaním jazdca trimra rezistora. Pre každý tranzistor by to malo byť približne 60 - 70 mA. Robí sa to rovnakým spôsobom ako na Lanzare. Pokojový prúd sa vypočíta pomocou vzorca I = Up./R, kde Up. je pokles napätia na jednom z odporov R24 - R31 a R je odpor tohto odporu. Z tohto vzorca odvodíme úbytok napätia na rezistore potrebný na nastavenie takéhoto pokojového prúdu. Upd. = I*R. Napríklad v mojom prípade je to = 0,07 * 0,22 = niekde okolo 15 mV. Pokojový prúd je nastavený na „teplom“ zosilňovači, to znamená, že radiátor musí byť teplý, zosilňovač musí hrať niekoľko minút. Zosilňovač sa zahrial, vypnite záťaž, skratujte vstup na spoločný, vezmite multimeter a vykonajte vyššie opísanú operáciu.
Vlastnosti a vlastnosti:
Napájacie napätie – 30-80 V
Prevádzková teplota - do 100-120 stupňov.
Odpor záťaže – 2-8 Ohm
Výkon zosilňovača – 400 W/4 Ohm
SOI – 0,02-0,04% pri výkone 350-380W
Faktor zisku – 30-33
Reprodukovateľný frekvenčný rozsah – 5-100000 Hz
Posledný bod stojí za to podrobnejšie sa zaoberať. Použitie tohto zosilňovača s hlučnými tónovými blokmi, ako je TDA1524, môže mať za následok zdanlivo neprimeranú spotrebu energie zosilňovača. V skutočnosti tento zosilňovač reprodukuje rušivé frekvencie, ktoré sú pre naše uši nepočuteľné. Môže sa zdať, že ide o seba-excitáciu, ale s najväčšou pravdepodobnosťou ide len o rušenie. Tu stojí za to rozlišovať medzi rušením, ktoré nie je počuteľné uchom, a skutočným samobudením. Sám som sa s týmto problémom stretol. Spočiatku bol operačný zosilňovač TL071 používaný ako predzosilňovač. Jedná sa o veľmi dobrý vysokofrekvenčný importovaný operačný zosilňovač s výstupom s nízkym šumom pomocou tranzistorov s efektom poľa. Môže pracovať na frekvenciách do 4 MHz - to je dostatočné na reprodukciu rušivých frekvencií a na samobudenie. Čo robiť? Jeden dobrý človek, patrí mu veľká vďaka, mi poradil vymeniť operačný zosilňovač za iný, menej citlivý a reprodukujúci menší frekvenčný rozsah, ktorý jednoducho nedokáže pracovať na frekvencii samobudenia. Kúpil som teda našu domácu KR544UD1A, namontoval a... nič sa nezmenilo. To všetko mi vnuklo myšlienku, že premenné odpory tónovej jednotky robia hluk. Rezistorové motory trochu šumia, čo spôsobuje rušenie. Odstránil som tónový blok a hluk zmizol. Nejde teda o sebastimuláciu. S týmto zosilňovačom musíte nainštalovať nízkošumový pasívny tónový blok a tranzistorový predzosilňovač, aby ste sa vyhli vyššie uvedenému.
Použitie tranzistorov s efektom poľa vo vstupných stupňoch nízkofrekvenčných zosilňovačov určených na prevádzku zo zdrojov vysokoimpedančného signálu umožňuje zlepšiť koeficient prenosu a výrazne znížiť šumové číslo takýchto zosilňovačov. Vysoká vstupná impedancia PT eliminuje potrebu použitia kondenzátorov s veľkou kapacitou. Použitie PT v prvom stupni rádiového prijímača ULF zvyšuje vstupnú impedanciu na 1-5 MOhm. Takýto ULF nezaťaží koncový stupeň medzifrekvenčného zosilňovača. Použitím tejto vlastnosti tranzistorov s efektom poľa (vysoký vstup R) je možné výrazne zjednodušiť množstvo obvodov; Zároveň sa znížia rozmery, hmotnosť a spotreba energie zo zdroja energie.
Táto kapitola rozoberá princípy konštrukcie a obvodov ULF na tranzistoroch s efektom poľa s p-n prechodom.
Tranzistor s efektom poľa môže byť zapojený do obvodu so spoločným zdrojom, spoločným kolektorom a spoločným hradlom. Každý zo spínacích obvodov má určité vlastnosti, od ktorých závisí ich aplikácia.
ZOSILŇOVAČ SPOLOČNÉHO ZDROJA
Toto je najbežnejšie používaný obvod jednosmerného prúdu a vyznačuje sa vysokou vstupnou impedanciou, vysokou výstupnou impedanciou, zosilnením napätia väčším ako jednota a inverziou signálu.
Na obr. 10a znázorňuje obvod zosilňovača so spoločným zdrojom, v ktorom sú dva napájacie zdroje. Generátor signálového napätia Uin je pripojený na vstup zosilňovača a výstupný signál sa odoberá medzi kolektorom a spoločnou elektródou.
Pevné predpätie je nevýhodné, pretože vyžaduje prídavný zdroj energie a je vo všeobecnosti nežiaduce z dôvodu, že charakteristiky tranzistora s efektom poľa sa výrazne líšia v závislosti od teploty a majú veľký rozptyl od prípadu k prípadu. Z týchto dôvodov sa vo väčšine praktických obvodov s tranzistormi riadenými poľom používa automatické predpätie, vytvorené prúdom samotného tranzistora riadeného poľom cez odpor R a (obr. 10, b) a podobné automatickému predpätiu v trubicové obvody.
Ryža. 10. Schémy pripojenia PT so spoločným zdrojom.
a - s pevným posunom; b - s automatickým radením; c - s nulovým posunom; g - ekvivalentný obvod.
Uvažujme obvod s nulovým predpätím (obr. 10, c). Pri dostatočne nízkych frekvenciách, kedy možno zanedbať odpor kondenzátorov C z.s (obr. 10, d) a C z.i v porovnaní s R z, možno napäťové zosilnenie zapísať:
(1)
kde Ri je dynamický odpor PT; je definovaná takto:
Tu si všimneme, že SR i = μ, kde μ je vlastný napäťový zisk tranzistora.
Výraz (1) môže byť napísaný inak:
(2)
V tomto prípade výstupná impedancia zosilňovača (obr. 10, c)
(3)
Pri automatickom posune (obr. 10, b) je kaskádový režim určený systémom rovníc:
Riešenie tohto systému udáva hodnotu odtokového prúdu I s v pracovnom bode jednosmerného prúdu:
(4)
Pre danú hodnotu I c z výrazu (4) zistíme hodnotu odporu v obvode zdroja:
(5)
Ak je uvedená hodnota napätia U s.i
(6)
Hodnotu strmosti pre kaskádu s automatickým predpätím možno nájsť pomocou výrazu
(7)
ZOSILŇOVAČ SPOLOČNÉHO ODVODU
Kaskáda so spoločným odtokom (obr. 11, a) sa často nazýva sledovač zdroja. V tomto obvode je vstupná impedancia vyššia ako v obvode bežného zdroja. Výstupná impedancia je tu nízka; Neexistuje žiadna inverzia signálu zo vstupu na výstup. Napäťové zosilnenie je vždy menšie ako jedna a nelineárne skreslenie signálu je nevýznamné. Výkonové zosilnenie môže byť veľké kvôli značnému pomeru vstupných a výstupných impedancií.
Zdrojový sledovač sa používa na získanie malej vstupnej kapacity, na prevod impedancie smerom nadol alebo na spracovanie veľkého vstupného signálu.
Ryža. 11. Obvody zosilňovačov so spoločným odberom.
a - najjednoduchší sledovač zdroja; b - ekvivalentný obvod; c - sledovač zdroja so zvýšeným odporom predpätia.
Pri frekvenciách, kde 1/ωСз.и je výrazne väčšia ako R i a R n (obr. 11, b), sú vstupné a výstupné napätia navzájom spojené vzťahom
kde je napäťové zosilnenie K a
(8)
Kde 
Vstupná impedancia kaskády znázornená na obr. 11, a, je určený odporom R z. Ak je R3 pripojený k zdroju, ako je znázornené na obr. 11, V sa vstupná impedancia zosilňovača prudko zvyšuje:
(9)
Takže napríklad, ak R з = 2 MΩ a napäťové zosilnenie K a = 0,8, potom je vstupný odpor zdrojového sledovača 10 MΩ.
Vstupná kapacita sledovača zdroja pre čisto ohmickú záťaž je znížená v dôsledku vlastnej spätnej väzby tohto obvodu:
Výstupný odpor R zo sledovača zdroja je určený vzorcom
(11)
Keď R i >>R n, čo sa v praxi často vyskytuje, podľa (11) máme:
(12)
Pre vysokú odolnosť voči zaťaženiu
Smer ≈ 1/S (13)
Výstupná kapacita zdrojového sledovača
(4)
Treba povedať, že zosilnenie zdrojového sledovača slabo závisí od amplitúdy vstupného signálu, a preto je možné tento obvod použiť na prácu s veľkým vstupným signálom.
ZOSILŇOVAČ SPOLOČNEJ BRÁNY
Tento spínací obvod sa používa na premenu nízkej vstupnej impedancie na vysokú výstupnú impedanciu. Vstupný odpor tu má približne rovnakú hodnotu ako výstupný odpor v obvode so spoločným odberom. Spoločná hradlová kaskáda sa používa aj vo vysokofrekvenčných obvodoch, pretože vo väčšine prípadov nie je potrebné neutralizovať vnútornú spätnú väzbu.
Zosilnenie napätia pre spoločný obvod brány
(15)
kde R r je vnútorný odpor generátora vstupného signálu.
Vstupná impedancia stupňa
(16)
a deň voľna
(17)
VOĽBA PREVÁDZKOVÉHO BODU PT
Voľba pracovného bodu tranzistora je určená maximálnym výstupným napätím, maximálnym stratovým výkonom, maximálnou zmenou odberového prúdu, maximálnym ziskom napätia, prítomnosťou predpätí a minimálnym šumovým číslom.
Pre dosiahnutie maximálneho výstupného napätia je potrebné najskôr zvoliť najvyššie napájacie napätie, ktorého hodnota je obmedzená prípustným odtokovým napätím tranzistora. Aby sme našli odpor záťaže, pri ktorom sa získa maximálne neskreslené výstupné napätie, definujeme to ako polovičný rozdiel medzi napájacím napätím Ep a saturačným napätím (rovnajúcim sa medznému napätiu). Vydelením tohto napätia zvolenou hodnotou odtokového prúdu v pracovnom bode I s získame optimálnu hodnotu odporu záťaže:
(18)
Minimálna hodnota straty výkonu sa dosiahne pri minimálnom napätí a odberovom prúde. Tento parameter je dôležitý pre prenosné zariadenia napájané batériami. V prípadoch, kde je prvoradá požiadavka na minimálny stratový výkon, je potrebné použiť tranzistory s nízkym medzným napätím U ots. Odtokový prúd možno znížiť zmenou predpätia brány, ale je potrebné si uvedomiť zníženie transkonduktancie, ktoré sprevádza klesajúci odtokový prúd.
Minimálny teplotný drift zberného prúdu pre niektoré tranzistory možno dosiahnuť zarovnaním pracovného bodu s bodom na prietokovej charakteristike tranzistora, ktorý má nulový teplotný koeficient. V tomto prípade je kvôli presnej kompenzácii obetovaná zameniteľnosť tranzistorov.
Maximálny zisk pri nízkych hodnotách záťažového odporu sa dosiahne, keď tranzistor pracuje v bode s maximálnou transkondukciou. U tranzistorov s efektom poľa s riadiacim p-n prechodom toto maximum nastáva, keď je napätie hradla-zdroja nulové.
Minimálne šumové číslo sa dosiahne nastavením nízkonapäťového režimu na bráne a odtoku.
VOĽBA POLE TRANSISTORA PODĽA VYPÍNACIEHO NAPÄTIA
V niektorých prípadoch má výber jednosmerného vypínacieho napätia rozhodujúci vplyv na činnosť obvodu. Tranzistory s nízkym medzným napätím majú množstvo výhod v obvodoch, ktoré využívajú zdroje s nízkym výkonom a kde je potrebná väčšia teplotná stabilita.
Zvážte, čo sa stane, keď sa dva FET s rôznymi medznými napätiami použijú v obvode so spoločným zdrojom pri rovnakom napájacom napätí a nulovom predpätí brány.
Ryža. 12. Charakteristika PT prevodu.
Označme U ots1 - vypínacie napätie tranzistora PT1 a U ots2 - vypínacie napätie tranzistora PT2, pričom U ots1
U c1 =U c2 =U c ≥U ots2
Predstavme si pojem „ukazovateľ kvality“:
(20)
Hodnotu M je možné pochopiť z obr. 12, ktorý ukazuje typickú prenosovú charakteristiku p-kanálového FET.
Sklon krivky pri U z.i =0 sa rovná S max. Ak dotyčnica v bode U z.i =0 pokračuje, kým sa nepretne s osou úsečky, potom odreže úsečku U ots /M na tejto osi. To sa dá ľahko zobraziť na základe (20):
(21)
V dôsledku toho je M mierou nelinearity prietokovej charakteristiky tranzistora s efektom poľa. B ukazuje, že pri výrobe tranzistorov s efektom poľa pomocou difúznej metódy je M = 2.
Nájdite hodnotu prúdu I c0 pomocou výrazu (21):
Nahradením jeho hodnoty do (19) dostaneme:
Ak vo vzorci (1) dáme R i >>R n, potom zosilnenie napätia pre obvod so spoločným zdrojom
(23)
Dosadením hodnoty zisku (23) do výrazu (22) dostaneme:
(24)
Zo vzťahu (24) môžeme vyvodiť nasledujúci záver: pri danom napájacom napätí je zosilnenie kaskády nepriamo úmerné medznému napätiu tranzistora s efektom poľa. Pre tranzistory s efektom poľa vyrábané difúznou metódou sú teda faktory zosilnenia M = 2 a pri U ots1 = 1,5 V (KP103E), U ots2 = 7 V (KP103M), napájacie napätie 12,6 V a U c = 7 V kaskád sa rovná 7,5 a 1,6. Zosilnenie kaskády s PT1 sa ešte zväčší, ak sa zvýšením záťažového odporu R n zníži U c na 1,6 V. Treba si uvedomiť, že v tomto prípade pri konštantnom napájacom napätí E p tranzistor s níz. transkonduktancia môže poskytnúť vyššie napäťové zosilnenie ako tranzistor s vyššou transkonduktanciou (v dôsledku vyššieho odporu záťaže).
V prípade nízkeho zaťažovacieho odporu Rн je vhodné použiť poľom riadené tranzistory s vysokým medzným napätím na dosiahnutie vyššieho zisku (v dôsledku zvýšenia S).
Pri tranzistoroch s nízkym vypínacím napätím je zmena odberového prúdu od teploty oveľa menšia ako u tranzistorov s vysokým vypínacím napätím, a preto sú požiadavky na stabilizáciu pracovného bodu nižšie. Pri predpätí brány, ktoré nastavuje teplotný koeficient odberového prúdu na nulu, majú tranzistory s nižším medzným napätím vyšší odberový prúd ako tranzistor s vyšším medzným napätím. Okrem toho, keďže napätie hradla (pri nulovom teplotnom koeficiente) druhého tranzistora je vyššie, tranzistor bude pracovať v režime, v ktorom je viac ovplyvnená nelinearita jeho charakteristík.
Pre dané napájacie napätie poskytujú FET s nízkym medzným napätím väčší dynamický rozsah. Napríklad z dvoch tranzistorov s medzným napätím 0,8 a 5 V s napájacím napätím 15 V a maximálnym zaťažovacím odporom vypočítaným zo vzťahu (18) možno na výstupe prvého získať dvojnásobnú amplitúdu výstupného signálu. (definovaný ako rozdiel medzi E p a U ots), rovný 14,2 V, zatiaľ čo v druhom - iba 10 V. Rozdiel v zisku bude ešte zreteľnejší, ak sa E p zníži. Takže, ak sa napájacie napätie zníži na 5 V, potom bude dvojnásobná amplitúda výstupného napätia prvého tranzistora 4,2 V, ale druhý tranzistor je takmer nemožné použiť na tieto účely.
NELINEÁRNE SKRENIE V ZOSILŇOVAČOCH
Množstvo nelineárneho skreslenia, ktoré sa vyskytuje v zosilňovačoch jednosmerného prúdu, je určené mnohými parametrami obvodu: predpätie, prevádzkové napätie, odpor záťaže, úroveň vstupného signálu, charakteristiky tranzistorov s efektom poľa.
Keď sa na vstup zosilňovača so spoločným zdrojom privedie sínusové napätie U 1 sinωt, môže sa zapísať okamžitá hodnota celkového napätia v obvode hradlo-zdroj.
U z.i = E cm + U 1 sinωt
kde E cm je vonkajšie predpätie aplikované na bránu.
Ak vezmeme do úvahy kvadratickú závislosť odtokového prúdu od napätia hradla (1), okamžitá hodnota i c sa bude rovnať:
(24a)
Otvorením zátvoriek v rovnici (24a) získame podrobné vyjadrenie odtokového prúdu:
Z výrazu (24b) je zrejmé, že výstupný signál spolu s konštantnou zložkou a prvou harmonickou obsahuje druhú harmonickú frekvenciu vstupného signálu.
Nelineárne skreslenie je určené pomerom efektívnej hodnoty všetkých harmonických k efektívnej hodnote základnej harmonickej vo výstupnom signáli. Pomocou tejto definície z výrazu (24b) nájdeme harmonický koeficient, ktorý vyjadruje (E cm -U ots) až I c0:
(24v)
Výraz (24c) poskytuje len približný výsledok, pretože skutočné prietokové charakteristiky PT sa líšia od charakteristík opísaných výrazom (1).
Na dosiahnutie minimálneho nelineárneho skreslenia je potrebné:
Udržujte hodnotu U c.i dostatočne veľkú, aby pri maximálnom poklese výstupného signálu bola podmienka splnená
U s.i ≥(1,5...3)U s.i.
Nepracujte pri napätí brány-odtok v blízkosti poruchy;
- zvoľte dostatočne veľkú záťažovú odolnosť.
Na obr. 16, c znázorňuje obvod, v ktorom tranzistor s efektom poľa pracuje s veľkým Rn, čo zaisťuje nízke skreslenie a vysoký zisk. Druhý tranzistor T2 s efektom poľa je tu použitý ako odpor záťaže. Tento obvod poskytuje napäťové zosilnenie asi 40 dB pri napájaní E = 9 V.
Výber typu FET, ktorý poskytuje najmenšie skreslenie, závisí od úrovne vstupného signálu, napájacieho napätia a požadovanej šírky pásma. Pri veľkej úrovni výstupného signálu a významnej šírke pásma je žiaduci PT s veľkým Uref. Pri nízkej úrovni vstupného signálu alebo nízkom napájacom napätí sú vhodnejšie PT s nízkym Us.
ZÍSKAJTE STABILIZÁCIU
Zisk ULF na PT, podobne ako na iných aktívnych prvkoch, podlieha vplyvu rôznych destabilizačných faktorov, pod vplyvom ktorých mení svoju hodnotu. Jedným z týchto faktorov sú zmeny okolitej teploty. Na boj proti týmto javom sa vo všeobecnosti používajú rovnaké metódy ako v obvodoch založených na bipolárnych tranzistoroch: používajú negatívnu spätnú väzbu v prúde aj napätí, pokrývajú jednu alebo viac kaskád a zavádzajú do obvodu prvky závislé od teploty.
V tranzistore s efektom poľa s p-n prechodom sa pod vplyvom teploty spätne predpätý hradlový prúd mení exponenciálne a mení sa odberový prúd a transkonduktancia.
Vplyv zmeny hradlového prúdu I g na zosilnenie možno zoslabiť znížením odporu odporu R g v obvode hradla. Na zníženie vplyvu zmien odberového prúdu, ako v prípade bipolárnych tranzistorov, možno použiť negatívnu jednosmernú spätnú väzbu (obr. 13a).
Pozrime sa bližšie na niektoré spôsoby, ako znížiť vplyv zmien sklonu S na zisk.
V režime zosilnenia slabého signálu zosilnenie nekompenzovaného tranzistorového stupňa s efektom poľa klesá so stúpajúcou teplotou. Napríklad zisk obvodu na obr. 13, a, rovné 13,5 pri 20 °C, klesá na 12 pri +60 °C. Tento pokles je primárne spôsobený teplotnou zmenou v strmosti tranzistora s efektom poľa. Parametre predpätia, ako je odtokový prúd Is, napätie hradla-zdroj U g.i a napätie zdroj-odvod Uc.i sa mierne menia v dôsledku existujúcej spätnej väzby jednosmerného prúdu.
Ryža. 13. Obvody zosilňovača so stabilizáciou zisku.
a - nekompenzovaná kaskáda; b - kompenzovaný zosilňovací stupeň; c - kompenzovaný zosilňovací stupeň s OOS; g -prechodová charakteristika.
Zaradením niekoľkých obyčajných diód do obvodu negatívnej spätnej väzby medzi hradlom a zdrojom (obr. 13, b) je možné stabilizovať zosilnenie zosilňovača bez zavádzania ďalších stupňov. So zvyšujúcou sa teplotou klesá priepustné napätie každej diódy, čo následne vedie k poklesu napätia U c.i.
Experimentálne sa ukázalo, že výsledná zmena napätia posúva pracovný bod takým spôsobom, že sklon S je relatívne stabilný v určitých medziach zmeny teploty (obr. 13, d). Napríklad zosilnenie zosilňovača podľa obvodu na obr. 13, b, rovná 11, si prakticky zachováva svoju hodnotu v rozsahu teplotných zmien 20-60 ° C (K a mení sa iba o 1%).
Zavedenie negatívnej spätnej väzby medzi hradlom a zdrojom (obr. 13, c) znižuje zisk, ale poskytuje lepšiu stabilitu. Zosilnenie zosilňovača podľa schémy na obr. 13, c, rovná 9, sa prakticky nemení, keď sa teplota zmení z 20 na 60 °.
Starostlivým výberom pracovného bodu a počtu diód je možné stabilizovať zosilnenie s presnosťou 1% v rozsahu až 100°C.
ZNÍŽENIE VPLYVU VSTUPNEJ KAPACITY PT NA FREKVENČNÉ VLASTNOSTI ZOSILŇOVAČOV
Pre sledovač zdroja znázornený na obr. 11, a, podľa jeho ekvivalentného obvodu (obr. 11, b) možno časovú konštantu vstupného obvodu určiť s dostatočnou presnosťou pre praktické výpočty takto:
τin = Rg [Cg + Cz.s + Cz.i (1 - K i)], (25)
kde Rg a Cg sú parametre zdroja signálu.
Z výrazu (25) je zrejmé, že časová konštanta vstupného obvodu je priamo závislá od kapacít Cz.s a Cz.i a kapacita Cz.i vplyvom ochrany životného prostredia je znížená o (1-K resp. ) krát.
Avšak získanie napäťového zosilnenia blízkeho jednotke (aby sa eliminoval vplyv kapacity Cz.i) v konvenčnom obvode sledovača zdroja je spojené s ťažkosťami spojenými s nízkym prierazným napätím tranzistora s efektom poľa. Takže na získanie napäťového zosilnenia 0,98 na tranzistore s efektom poľa KP102E s maximálnym odberovým prúdom I c0 = 0,5 mA, maximálnou strmosťou 0,7 mA/V, je potrebné použiť odpor R n = 65 kOhm. . Pri I c0 = 0,5 mA bude úbytok napätia na odpore Rn asi 32,5 V a napájacie napätie by malo byť väčšie ako toto napätie aspoň o hodnotu Uots, t.j. Ep = 35 V.
Aby sa predišlo potrebe použiť vysoké napájacie napätie na získanie zisku blízkeho jednotke, v praxi sa často používajú kombinované sledovacie obvody založené na poľných a bipolárnych tranzistoroch.
Na obr. 14 je znázornený kombinovaný obvod podľa typu tranzistorov v ňom použitých a podľa obvodu ich zapojenia, nazývaný sledovač zdroja so sledovacím spojom. Drain poľom riadeného tranzistora T1 je pripojený na bázu bipolárneho tranzistora T2, z ktorého kolektora je signál privádzaný na zdrojovú svorku poľom riadeného tranzistora v protifáze so vstupným signálom. Výberom rezistorov R5 a R6 možno získať signálové napätie na zdroji rovné vstupnému napätiu, čím sa eliminuje vplyv kapacity C.
Rezistor R1 inštalovaný v obvode predpätia brány je pripojený k zdroju tranzistora T1 cez veľkokapacitný kondenzátor C2. Efektívny odpor v obvode predpätia je určený odporom odporu R 1 a koeficientom spätnej väzby, takže
(35)
kde U a je amplitúda signálu na zdroji tranzistora T1.
Ryža. 14. Obvody zosilňovača so zníženou vstupnou kapacitou.
a - sledovateľ zdroja s odkazom na sledovanie; b - so zníženou kapacitou C z.s; c - sledovač zdroja s dynamickou záťažou.
Pre veľké hodnoty β bipolárneho tranzistora T2 možno zisk obvodu približne odhadnúť pomocou nasledujúceho výrazu:
(36)
Ak je zosilňovač navrhnutý tak, aby pracoval pri nízkych frekvenciách, potom je možné rezistor R6 premostiť pomocou kondenzátora C3 (znázornený bodkovanou čiarou na obr. 14a); v tomto prípade je horná hranica frekvencie určená výrazom
(37)
Vyššie sme diskutovali o metóde na zníženie vplyvu kapacity brány-zdroja C na frekvenčnú odozvu zosilňovača získaním zisku blízkeho jednotke na sledovači zdroja. Vplyv kapacity C z.s zostal nezmenený.
Ďalšie zlepšenie frekvenčných charakteristík zosilňovačov je možné dosiahnuť oslabením statickej hradlo-odvodňovacej kapacity vo vstupnom obvode obvodu.
Na zníženie vplyvu kapacity medzi bránou a odtokom môžete použiť metódu podobnú vyššie opísanej metóde na zníženie vplyvu kapacity C g.i., t.j. zníženie napätia signálu na kondenzátore. V schéme znázornenej na obr. 14, b, je vplyv kapacity C z.s znížený natoľko, že vstupná kapacita kaskády je takmer úplne určená usporiadaním dielov v obvode a inštalačnou kapacitou.
Prvý stupeň na tranzistore T1 má malú záťaž v obvode kolektora a je sledovačom zdroja pre signál odoberaný zo zdroja. Výstupný signál sa privádza do spoločného kolektorového stupňa, ktorý využíva bipolárny tranzistor.
Na zníženie vplyvu kapacity C 3.s je signál z koncového stupňa (sledovača emitora) privádzaný cez kondenzátor C2 do kolektora tranzistora T1 vo fáze so vstupným signálom. Na zvýšenie kompenzačného účinku je potrebné prijať opatrenia na zvýšenie koeficientu prenosu prvého stupňa. To sa dosiahne privedením signálu z vysielača na predpäťový rezistor R3. V dôsledku toho sa napätie aplikované na odtok zväčší a negatívna spätná väzba sa stane efektívnejšou. Okrem toho zvýšenie koeficientu prenosu prvého stupňa ďalej znižuje vplyv kapacity C z.i.
Ak nepoužijete uvedené metódy na zníženie kapacity brány, potom je vstupná kapacita spravidla dosť významná (pre tranzistor KP103 je to 20-25 pF). V dôsledku toho je možné znížiť vstupnú kapacitu na 0,4-1 pF.
Zdrojový sledovač s dynamickým zaťažením (Na základe materiálov od Yu. I. Glushkova a V. N. Semenova), pokrytý spätnou väzbou sledovania do odtoku, je znázornený na obr. 14, c. Pomocou takéhoto obvodu je možné eliminovať vplyv statického zosilnenia tranzistora s efektom poľa μ na koeficient prenosu sledovača zdroja a tiež znížiť kapacitu C g.s. Tranzistor T2 funguje ako stabilný generátor prúdu, ktorý nastavuje prúd v zdrojovom obvode tranzistora T1 s efektom poľa. Tranzistor T3 je dynamická záťaž v kolektorovom obvode tranzistora riadeného poľom na striedavý prúd. Parametre zdrojového nasledovníka:
EKONOMICKÝ VLF
Vývojár niekedy stojí pred úlohou vytvoriť ekonomické nízkofrekvenčné zosilňovače pracujúce z nízkonapäťového napájacieho zdroja. V takýchto zosilňovačoch možno použiť tranzistory s efektom poľa s nízkym medzným napätím U otc a saturačným prúdom I c0; tieto obvody majú nepochybné výhody oproti elektrónkovým a bipolárnym tranzistorovým obvodom.
Voľba pracovného bodu v ekonomických tranzistorových zosilňovačoch s efektom poľa je určená na základe podmienky získania minimálneho straty výkonu. Aby sa to dosiahlo, predpätie U c.i sa zvolí takmer rovné medznému napätiu, zatiaľ čo odtokový prúd má tendenciu k nule. Tento režim zaisťuje minimálne zahrievanie tranzistora, čo vedie k nízkym zvodovým prúdom hradla a vysokému vstupnému odporu. Požadovaný zisk pri nízkych odberových prúdoch sa dosiahne zvýšením odporu záťaže.
V ekonomických nízkofrekvenčných zosilňovačoch je široko používaný kaskádový obvod znázornený na obr. 10, b. V tomto obvode sa na odpore v zdrojovom obvode generuje predpätie, ktoré vytvára negatívnu prúdovú spätnú väzbu, ktorá stabilizuje režim pred vplyvom kolísania teploty a variácií parametrov.
Môžeme navrhnúť nasledujúci postup výpočtu ekonomických ULF kaskád vyhotovených podľa obr. 10, b.
1. Na základe podmienky získania minimálneho straty výkonu vyberieme tranzistor s efektom poľa s nízkym medzným napätím U ots a saturačným prúdom I c0.
2. Zvoľte pracovný bod tranzistora s efektom poľa prúdom I c (jednotky - desiatky mikroampérov).
3. Berúc do úvahy, že pri predpätí blízkom medznému napätiu môže byť kolektorový prúd približne určený výrazom
Rc ≈ U ots /R a (38)
odpor zdrojového obvodu
Ri ≈ U ots /I a (39)
4. Na základe požadovaného zisku zistíme R n. Od zisku
(40)
potom, keď zanedbáme posunovací efekt diferenciálneho odporu kolektor-zdroj R i a dosadíme namiesto S jeho hodnotu získanú diferenciáciou výrazu pre odberový prúd v (40), dostaneme:
(41)
Z posledného výrazu zistíme požadovaný odpor zaťaženia:
(42)
Tu sa výpočet zosilňovača končí a počas procesu nastavovania sa iba špecifikujú hodnoty rezistorov Rn a R i.
Na obr. Obrázok 15 znázorňuje praktický diagram ekonomického nízkofrekvenčného zosilňovača pracujúceho z kapacitného snímača (napríklad z piezokeramického hydrofónu).
Vďaka nízkemu predpätiu výstupného zosilňovača, pozostávajúceho z dvoch tranzistorov T2 a T3, je stratový výkon celého predzosilňovača 13 μW. Predzosilňovač pri napájacom napätí 1,35 V spotrebuje prúd 10 µA.
Ryža. 15. Schéma ekonomického zosilňovača.
Vstupná impedancia predzosilňovača je určená odporom rezistora R1. Skutočný vstupný odpor tranzistora s efektom poľa možno zanedbať, pretože je rádovo väčší ako odpor rezistora R1.
V režime malého signálu je vstupný stupeň predzosilňovača ekvivalentný obvodu so spoločným zdrojom, zatiaľ čo obvody predpätia sú navrhnuté ako sledovací obvod zdroja.
Tranzistor s efektom poľa použitý v tomto obvode musí mať malé medzné napätie Uots a malý odberový prúd I c0 pri hradlovom napätí U z.i = 0.
Vodivosť tranzistorového kanála T1 s efektom poľa závisí od odberového prúdu, a keďže tento je nevýznamný, vodivosť je tiež malá. Preto je výstupný odpor obvodu so spoločným zdrojom určený odporom odporu R2. Podľa výstupnej impedancie zosilňovača je 4 kOhm, napäťové zosilnenie je 5 (14 dB).
KASKÁDY ULF S DYNAMICKOU ZÁŤAŽOU
Tranzistory s efektom poľa uľahčujú implementáciu obvodov nízkofrekvenčného zosilňovača s dynamickým zaťažením. V porovnaní s reostatickým zosilňovacím stupňom, v ktorom je odpor záťaže konštantný, má zosilňovač s dynamickou záťažou vyššie napäťové zosilnenie.
Schematický diagram zosilňovača s dynamickou záťažou je znázornený na obr. 16, a.
Ako dynamický odpor záťaže kolektora tranzistora T1 riadeného poľom je použitý aktívny prvok, poľom riadený tranzistor T2, ktorého vnútorný odpor závisí od amplitúdy signálu na kolektore tranzistora T1. Tranzistor T1 je zapojený podľa spoločného zdrojového obvodu a T2 je zapojený podľa spoločného obvodu kolektora. Pre jednosmerný prúd sú oba tranzistory zapojené do série.
Ryža. 16. Schematické schémy zosilňovačov s dynamickým zaťažením.
a - na dvoch PT; b - na PT a bipolárnom tranzistore; c - s minimálnym počtom detailov.
Vstupný signál Uin sa privádza do hradla tranzistora T1 s efektom poľa a odvádza sa zo zdroja tranzistora T2.
Zosilňovacia kaskáda (obr. 16, a) môže slúžiť ako štandardná pri konštrukcii viacstupňových zosilňovačov. Pri použití tranzistorov s efektom poľa typu KP103Zh má kaskáda nasledujúce parametre:
Je potrebné poznamenať, že pri použití FET s nízkym medzným napätím je možné dosiahnuť vyšší zisk napätia ako pri použití FET s vysokým medzným napätím. Vysvetľuje to skutočnosť, že PT s nízkym medzným napätím má vyšší vnútorný (dynamický) odpor ako PT s vysokým medzným napätím.
Ako dynamický odpor možno použiť aj obyčajný bipolárny tranzistor. V tomto prípade je napäťové zosilnenie dokonca o niečo vyššie ako pri použití tranzistora s efektom poľa v dynamickej záťaži (kvôli väčšiemu R i). Ale v tomto prípade sa zvyšuje počet častí potrebných na vytvorenie zosilňovacieho stupňa s dynamickým zaťažením. Schematický diagram takejto kaskády je znázornený na obr. 16, b a jeho parametre sú blízke parametrom predchádzajúceho zosilňovača znázorneného na obr. 16, a.
Na dosiahnutie vysokého zisku v nízkošumových ULF s nízkym napájacím napätím by sa mali použiť zosilňovače s dynamickým zaťažením.
Na obr. 16, c je znázornený zosilňovací stupeň s dynamickou záťažou, v ktorom je počet dielov znížený na minimum a tento obvod poskytuje zisk až 40 dB pri nízkej hladine hluku. Zosilnenie napätia pre tento obvod môže byť vyjadrené vzorcom
(43)
kde Smax1 je transkonduktancia tranzistora T1; R i1, R i2 sú dynamické odpory tranzistorov T1 a T2.
ULF NA ČIPOCH
Mikroobvod typu K2UE841 je jedným z prvých lineárnych mikroobvodov zvládnutých v našom odvetví. Je to dvojstupňový zosilňovač s hlbokou negatívnou spätnou väzbou (nasledovač), zostavený pomocou tranzistorov s efektom poľa. Mikroobvody tohto typu sú široko používané ako vstupné stupne citlivých širokopásmových zosilňovačov, ako vzdialené stupne pri prenose signálov cez kábel, v aktívnych filtračných obvodoch a iných obvodoch, ktoré vyžadujú vysokú vstupnú a nízku výstupnú impedanciu a stabilný prenosový koeficient.
Schéma zapojenia takéhoto zosilňovača je znázornená na obr. 17, a; spôsoby zapínania mikroobvodu sú znázornené na obr. 17, b, c, d.
Rezistor R3 je súčasťou obvodu na ochranu výstupného tranzistora pred preťažením v prípade skratu na výstupe. Miernym znížením spätnej väzby (na obr. 17, v R oс znázornenom bodkovanou čiarou) môžete získať koeficient prenosu rovný jednotke alebo o niečo väčší.
Vstupný odpor opakovačov môže byť výrazne zvýšený (10-100 krát), ak je spätná väzba poskytnutá obvodu brány cez kondenzátor C (znázornené bodkovanou čiarou na obr. 17, c). V tomto prípade je vstupná impedancia zosilňovača približne rovná:
Rin = Rh / (1-Ku),
kde K a je koeficient prenosu opakovača.
Základné elektrické parametre opakovača sú nasledovné:
Priemysel si osvojil výrobu hybridných filmových mikroobvodov série K226, čo sú nízkošumové nízkofrekvenčné zosilňovače s tranzistorom s efektom poľa na vstupe. Ich hlavným účelom je zosilniť slabé striedavé signály zo snímačov s vysokým vnútorným odporom.
Ryža. 17. Čip K24E841.
a - schematický diagram; b - obvod s jedným napájacím zdrojom s napätím 12,6 V; c - obvod s dvoma napájacími zdrojmi s napätím +-6,3 V; d - obvod s jedným zdrojom s napätím -6,3 V.
Mikroobvody sú vyrobené na sklokeramickom substráte pomocou technológie hybridného filmu s použitím poľných a bipolárnych tranzistorov.
Mikroobvody nízkofrekvenčného zosilňovača sú rozdelené do skupín podľa zosilnenia a úrovne šumu (tabuľka 1). Vzhľad a celkové rozmery sú znázornené na obr. 18.
Schematické obvody zosilňovačov sú znázornené na obr. 19, a, b a 20, a, b a ich schémy zapojenia sú znázornené na obr. 21, a, d Pri zapnutí mikroobvodov podľa schém na obr. 21, a a b, vstupný odpor zosilňovača sa rovná odporu externého odporu R i. Na zvýšenie vstupného odporu (až 30 MOhm alebo viac) je potrebné použiť obvody na obr. 21,6, g.
| Typy čipov | Získať | Šumové napätie, µV |
| K2US261A | 300 | 5 |
| K2US265A | 100 | 5 |
| K2US261B | 300 | 12 |
| K2US265B | 100 | 12 |
| K2US262A | 30 | 5 |
| K2US262B | 30 | 12 |
| K2US263A | 300 | 6 |
| K2US263B | 300 | 12 |
| K2US264A | 10 | 6 |
| K2US264B | 10 | 12 |
stôl 1
Ryža. 18. Vzhľad a celkové rozmery mikroobvodov K2US261-K2US265.
Základné elektrické parametre mikroobvodov K2US261 a K2US262:
| Napájacie napätie | +12,6 V +-10 % -6,8V + -10% |
| Spotreba energie: | |
| zo zdroja +12,6 V | Nie viac ako 40 mW |
| od -6,3 V zdroja | Nie viac ako 50 mW |
| Zmena zosilnenia v rozsahu prevádzkovej teploty (od -45 do +55 °C) | +-10% |
| Napätie vlastného šumu v pásme 20 Hz - 20 kHz v závislosti od skupín (so vstupom skratovaným kondenzátorom 5000 pF) | 5 uV a 12 uV |
| 3 MOhm | |
| Výstupná impedancia | 100 ohmov |
| Vstupná kapacita | 15 pF |
| Horná medzná frekvencia na úrovni 0,7 | Nie menej ako 200 kHz |
| Nižšia medzná frekvencia | Určené kapacitou externých filtrov |
| Maximálne výstupné napätie na externej záťaži je 3 kOhm vo frekvenčnom pásme do 100 kHz s koeficientom nelineárneho skreslenia maximálne 5 % | Minimálne 1,5 V |
Ryža. 19. Schematické schémy zosilňovačov.
a - K2US261; b - K2US262.
Ryža. 20. Schematické schémy zosilňovačov.
a - K2US263; b - K2US264 (všetky diódy sú typu KD910B).
Základné elektrické parametre mikroobvodov K2US263 a K2US264:
| Napájacie napätie | +6 V ±10% -9 V ±10% |
| Spotreba energie: | |
| zo zdroja +6 V | 10 mW |
| zo zdroja - 9 V | 50 mW (K2US263), 25 mW (K2US264) |
| Zmena zosilnenia v rozsahu prevádzkovej teploty (od -45 do +55 °C) | +-10% |
| Vstupná impedancia pri 100 Hz | Nie menej ako 10 MOhm |
| Vstupná kapacita | Nie viac ako 15 pF |
| Výstupná impedancia | 100 Ohm (K2US263), 300 Ohm (K2US264) |
| Horná medzná frekvencia s amplitúdou výstupného signálu minimálne 2,5 V a nerovnomernosťou frekvenčnej odozvy + -5 % | 100 kHz (K2US263), 200 kHz (K2US264) |
| Nižšia medzná frekvencia | Určené kapacitou externého filtra |
| THD pri výstupnom napätí 2,5 V | 5 % (K2US263), 10 % (K2US264) |
Ryža. 21. Obvody pripojenia zosilňovača.
Odporúčania pre použitie mikroobvodov. Frekvenčnú závislosť a medznú frekvenciu na úrovni 0,7 V v nízkofrekvenčnej oblasti s dostatočne veľkou časovou konštantou vstupného obvodu určuje externý filtračný kondenzátor negatívnej spätnej väzby C2 a odpor spätnoväzbového odporu R o.c. v súlade so vzťahmi:
Špičkové napätie na vstupe mikroobvodov K2US261, K2US262 by nemalo presiahnuť 1 V pre kladnú polaritu a 3 V pre zápornú polaritu; na vstupe mikroobvodov K2US263, K.2US264 - nie viac ako 2 V pre kladnú polaritu a nie viac ako 1 V pre zápornú polaritu.
Zvodový odpor R1 pre vstupný prúd v rozsahu prevádzkových teplôt -60 až +70°C by nemal presiahnuť 3 MOhm. Pri nižších maximálnych teplotách alebo pri znížení požiadaviek na výstupné napätie možno hodnotu odporu R1 zvýšiť, aby sa zvýšila vstupná impedancia stupňa.
Zvodový prúd vstupného oddeľovacieho kondenzátora C1 by nemal presiahnuť 0,06 μA.
Na udržanie maximálneho výstupného napätia by zvodový prúd kondenzátora C2 v rozsahu prevádzkovej teploty nemal prekročiť 20 μA. Túto požiadavku spĺňa kondenzátor K52-1A s kapacitou 470 μF, ktorého zvodový prúd pri týchto napätiach nepresahuje 10 μA.
PRAKTICKÉ SCHÉMY NÍZKOFREKVENČNÝCH ZOSILŇOVAČOV POUŽÍVAJÚCICH POĽNÉ TRANSISTORY
Tranzistory s efektom poľa sa zvyčajne používajú v zosilňovačoch v spojení s bipolárnymi tranzistormi, ale môžu sa použiť aj ako aktívne zariadenia vo viacstupňových audio zosilňovačoch s odporovo-kapacitnou väzbou. Na obr. Obrázok 22 ukazuje príklad použitia tranzistorov s efektom poľa v obvode RC zosilňovača. Tento obvod zosilňovača sa používal na nahrávanie zvukových signálov mora. Signál na vstup zosilňovača bol odoberaný z piezokeramického hydrofónu G a záťažou zosilňovača bol kábel typu KVD4x1,5 v dĺžke 500 m.
Vstupný stupeň zosilňovača je vyrobený z tranzistora typu KP103Zh s efektom poľa s minimálnym šumovým číslom. Na rovnaký účel (zníženie hluku) sú prvé dva stupne napájané zníženým napätím získaným pomocou parametrického stabilizátora D1R8. Vďaka týmto opatreniam bola hladina hluku vztiahnutá na vstup vo frekvenčnom pásme 4 Hz-20 kHz 1,5-2 μV.
Pre nastavenie frekvenčnej odozvy zosilňovača v oblasti vyšších frekvencií môžete paralelne s rezistormi R6 a R10 zapojiť zodpovedajúce korekčné kondenzátory.
Na vyrovnanie vysokého výstupného odporu zosilňovača s nízkoodporovou záťažou (káblom) sa používa napäťový sledovač na tranzistoroch T4, T5, čo je dvojstupňový zosilňovač s priamou väzbou. Aby sa eliminoval bočný efekt predpätia rezistorov R11, R12, je cez reťaz R13, C6 zavedená pozitívna spätná väzba na striedavý prúd. Vypočítaná hodnota výstupného odporu takéhoto opakovača je 10 Ohmov.
Na kontrolu funkčnosti a zosilnenia zosilňovača použite kalibračný generátor zostavený pomocou symetrického multivibračného obvodu. Kalibračný generátor vytvára pomocou zenerových diód D2-D5 typu D808 pravouhlé amplitúdovo stabilizované impulzy s frekvenciou 85 Hz, ktoré sú po zapnutí kalibrátora privádzané cez hydrofón na vstup zosilňovača. Pomocou deliča napätia na rezistoroch R16, R17 bola amplitúda impulzu nastavená na 1 mV.
Napriek jednoduchosti obvodu zosilňovača sa zisk mierne mení (asi 2%), keď sa teplota okolia mení v rozsahu 0-40 ° C a zisk pri izbovej teplote 20 ° C sa rovná 150.
Ryža. 22. Schéma hydroakustického zosilňovača.
Ak sa výstupný odpor prvého stupňa na tranzistore s efektom poľa môže znížiť natoľko, že je možné použiť konvenčné bipolárne tranzistory v nasledujúcich stupňoch, potom nie je ekonomické použiť na ďalšie zosilnenie tranzistory s efektom poľa. V týchto prípadoch sa používajú zosilňovače využívajúce poľné a bipolárne tranzistory.
Na obr. Obrázok 23 ukazuje schematický diagram nízkofrekvenčného zosilňovača využívajúceho poľom riadené a bipolárne tranzistory, ktorý má parametre blízke parametrom trojstupňového RC zosilňovača využívajúceho poľom riadené tranzistory (obr. 22). Takže pri zosilnení 150, frekvenčnej odozve na úrovni 0,7 od 20 Hz do 100 kHz je hodnota maximálneho neskresleného výstupného signálu pri R n = 3 kOhm 2 V.
Tranzistor s efektom poľa T1 (obr. 23) je zapojený podľa obvodu so spoločným zdrojom a bipolárny tranzistor je zapojený podľa obvodu so spoločným emitorom. Na stabilizáciu výkonových charakteristík je zosilňovač pokrytý negatívnou jednosmernou spätnou väzbou.
Na obr. Na obrázku 24 je znázornený obvod nízkofrekvenčného zosilňovača s priamymi väzbami, ktorý vyvinuli V. N. Semenov a V. G. Fedorin, určený na zosilnenie slabých signálov zo zdrojov s vysokou vstupnou impedanciou. Zosilňovač neobsahuje väzbové kondenzátory, takže jeho rozmery môžu byť malé.
Parametre zosilňovača sú nasledovné:
Obvod je UPT so 100% jednosmernou spätnou väzbou; Vďaka tomu sa dosiahne minimálny drift a stabilita režimov. Jednosmerná spätná väzba je zavedená cez dolnopriepustný filter, takže spodná medzná frekvencia zosilňovača je určená parametrami tohto filtra.
Na stabilizáciu zisku sa používa negatívna spätná väzba pri frekvencii signálu s hĺbkou asi 20 dB. Zisk závisí od hĺbky spätnej väzby.
Ryža. 23. Schematický diagram ULF na poľom riadených a bipolárnych tranzistoroch.
Ryža. 24. Schematický diagram ULF s priamymi spojmi.
Použitie spätnej väzby robí zosilňovač nekritickým voči zmenám napájacieho napätia a zmenám parametrov tranzistorov a všetkých častí okrem R10 a R11. Medzi vlastnosti obvodu patrí skutočnosť, že tranzistory T3 a T4 pracujú s napätiami U b.e.
Vysoká vstupná impedancia zosilňovača je dosiahnutá použitím tranzistorov s efektom poľa. Pri nižších frekvenciách to bude určené odporom odporu R1, pri horných frekvenciách - vstupnou kapacitou obvodu.
A.G. Milekhin
Literatúra:
- Tranzistory s efektom poľa. Fyzika, technológia a aplikácia. Za. z angličtiny upravil A. Mayorová. M., "Sovietsky rozhlas", 1971.
- Sevin L. Tranzistory s efektom poľa. M., "Sovietsky rozhlas", 1968.
- Malin V.V., Sonin M.S. Parametre a vlastnosti tranzistorov s efektom poľa. M., "Energia", 1967.
- Sherwin V. Príčiny skreslenia v tranzistorových zosilňovačoch s efektom poľa. - "Elektronika"‚ 1966, č.25.
- Downs R. Ekonomický predzosilňovač. "Elektronika", 1972, č. 5.
- Holzman N. Eliminácia emisií pomocou operačného zosilňovača. "Elektronika", 1971, č. 3.
- Gozling V. Aplikácia tranzistorov s efektom poľa. M., "Energia". 1970.
- De Kold. Použitie diód na teplotnú stabilizáciu zosilnenia tranzistora s efektom poľa - "Elektronika", 1971, č.12.
- Jednosmerné tranzistorové zosilňovače Galperin M.V., Zlobin Yu.V., Pavleiko V.A. M., "Energia", 1972.
- Technický katalóg. „Nové zariadenia. Tranzistory s efektom poľa. hybridné integrované obvody“. Ed. Ústredný výskumný ústav "Elektronika", 74.
- Topchilov N. A. Hybridné lineárne mikroobvody s vysokoodporovým vstupom - „Elektronický priemysel“, 1973, č. 9.
